脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术（第二版） 下载 mobi epub pdf 电子书 2024

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脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术（第二版）
	曾用价	45.00
	出版社	科学出版社
	版次	1
	出版时间	2018年01月
	开本	16
	作者	阮新波
	装帧	平装
	页数	224
	字数	257
	ISBN编码	9787030354952

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第1章 全桥变换器的基本结构及工作原理
　　1.1 概述
　　1.1.1 电力电子技术的发展方向
　　高频电力电子技术是电力电子学的一个重要发展方向，是使电力电子变换器更好地实现基本要求诸多方面的重要技术途径。开关器件和元件（磁芯和电容）的高频化是高频电力电子学的基础，功率场效应品体管(MOSFET)和绝缘栅双极性品体管(IGBT)已成为现代高频电力电子学的主要开关器件，低栅荷、低结电容的场效应晶体管，进一步促进了高频电力电子技术的发展。近年来，SiC器件，包括SiC二极管、SiC MOSFET和SiC IGBT，已取得较大进展，并已形成商用产品，在中等功率场合已有取代硅基快恢复二极管和MOSFET的趋势。为了进一步提高开关频率，GaN器件已开始引起人们的注意。非晶、微晶磁芯和高频铁氧体*近也取得了重要的进展。电力电子变换器电路拓扑的发展，是高频电力电子学的另一个重要方面，谐振变换器(Resonant Converter)、准谐振变换器(QuasiResonant Converter)和多谐振变换器(Multi-Resonant Converter)技术，零电压开关(Zero-Voltage-Switching．ZVS)脉宽调制(PulseWidth Modulation，PWM)和零电流开关(Zero Current-Switching，ZCS) PWM技术，零电压转换(Zero-Voltage-Transition，ZVT)和零电流转换(Zcro-Currcnt-Transition，ZCT)技术，以及谐振直流环节逆变器(Resonant DC Link Inverter，RDCLI)技术一等部分或全部实现了变换器中开关器件的ZVS或ZCS，大大降低了开关器件的开关损耗，由此可以使功率器件的开关频率提高一个数量级，甚至更多。电力电子变换器的高频化是和小型化、模块化紧密相关的，而这又与变换器的高效率及结构的高绝缘性能和高导热性能联系在一起。因而高频电力电子技术是随高频开关器件和元件、ZVS或ZCS电路拓扑和装置的结构、材料与工艺的发展而发展的。
　　1.1.2 电力电子变换器的分类与要求
　　电力电子变换器是应用电力电子器件将一种电能变换为另一种或多种形式电能的装置。按变换电流的种类，电力电子变换器可分为四种类型[12]：①DC/DC变换器，它是将一种直流电变换成另一种或多种直流电，一般简称直流变换器；②DC/AC逆变器，它是将直流电变换为交流电，一般简称逆变器；③AC/DC变换器，它是将交流电变换为直流电，又称整流器；④AC/AC变换器，它是将一种频率的交流电直接变换成另一种或可变频率的交流电，或将频率变化的交流电直接变换为恒定频率交流电，又称交交变频器。这四类变换器可为单向或双向电能变换器，单向变换器的电能只能从一个方向向另一个方向流动，而双向电能变换器中能量可双向流动。
　　对电力电子变换器*基本的要求是电气性能好，必须满足相关的技术指标或技术规范要求。在满足电气性能好的情况下，电力电子变换器应满足“三高一低”的要求，即效率高、功率密度高、可靠性高、成本低。效率高不仅可以节约电能，还可以降低散热要求，减小散热器的尺寸和重量。功率密度高，是指在输出相同功率时，电力电子变换器的体积要小，这在航空航天应用场合尤为重要。可靠性高，就是要求电力电子变换器能适应各种恶劣工作条件，有足够长的平均故障间隔时间。成本低，孰是要求降低电力电子变换器的研制、开发、生产、试验和使用维修费用，提高其市场竞争力。除此之外，还要求电力电子变换器具有易维修性，即减少对维修人员的技术要求和维修时间短。
　　1.1.3 直流变换器的分类与特点
　　直流变换器是电力电子变换器的一个重要部分。随着电力电子技术、计算机科学与技术和信息技术的发展，以直流变换器为核心的开关电源应用越来越广，一直得到各国电力电子专家和学者的重视，是目前电源产业的重要方向之一。
　　按照输入输出是否具有电气隔离功能，直流变换器可分非隔离型和隔离型两类。*基本的非隔离型直流变换器有六种，即降压式(Buck)、升压式(Boost)、升降压式(BuckBoost)、库克(Cuk)、瑞泰(Zeta)和赛皮克(SEPIC)等。另外还有双管升降压式变换器(Dual-Switch Buck-Boost)、全桥变换器(Full-Bridge)等。
　　隔离型直流变换器可以看成由非隔离型直流变换器加入变压器及相关整流电路推导而来。隔离型Buck类直流变换器包括正激(Forward)、推挽(Push-Pull)、半桥(Half-Bridgc)和全桥变换器，其巾正激变换器包括单管正激变换器和双管正潋变换器(Dual-Switch Forward)。隔离型Boost类直流变换器包括推挽、半桥和全桥变换器。隔离型BuckBoost类直流变换器即反激变换器(F-lyback)，它包括单管反激变换器和双管反激变换器(Dual-Switch Flyback)。库克(Cuk)、瑞泰(Zeta)和赛皮克(SEPIC)等变换器也有相应的隔离型电路。
　　功率开关管的电压和电流定额相同时，变换器的输出功率通常与所用功率开关管数成正比，故双管隔离型直流变换器（如双管正激、推挽、半桥）的输出功率为单管（如单管正激）的2倍，为全桥变换器（有4只开关管）的一半。故全桥变换器是直流变换器中功率*大的，在高输入电压和中大功率场合得到广泛应用。
　　谐振式、准谐振和多谐振技术是不需外加功率开关管实现变换器功率开关管的ZVS或ZCS的技术，但是这类软开关技术不同于PWM技术，有器件应力高、循环能量大和变频控制等缺点。ZVS-PWM和ZCS-PWM技术实现了恒频控制，但是主开关管和辅助开关管的开关应力依然很大，ZVT或ZCT技术具有恒频控制的特点，但需要外加辅助功率器件，且该器件仅用于实现主功率器件的零电压转换或零电流转换，不能增加变换器的有功输出。在直流变换器中，双管和四管变换器可以利用多个主功率器件自身来实现ZVT或ZCT，同时可输出大的功率，这是多管隔离型直流变换器得到广泛应用的重要原冈，也是本书的出发点，即本书以隔离型Buck类全桥变换器为对象，系统阐述其软开关技术。为简单起见，以下将隔离型Buck类全桥变换器简称为全桥变换器。
　　1.2 隔离型Buck类变换器
　　为了帮助读者深入理解各种隔离型Buck类变换器的基本特点及其相互关系，本节首先给出单管正激变换器的推导过程，在此基础上，推导出双管正激变换器、推挽变换器、半桥变换器和全桥变换器。
　　1.2.1 正激变换器
　　1．单管正激变换器的推导
　　Buck变换器是直流变换器中*基本的电路拓扑，如图1.1(a)所示，其中Vin为输入电压，Q为开关管，DFW为续流二极管，Li和Cf分别为输出滤波电感和输出滤波电容。为了实现输入和输出的电气隔离，可以在开关管Q和续流二极管DFW之间插入一个变压器Tr，如图1.1(b)所示。变压器Tr的原边和副边绕组的匝数分别为Np和Ns，原副边匝比K=Np/Ns。当Q导通时，输入电压Vin加在变压器原边绕组上，变压器被磁化，其励磁磁通≠。线性增加。当Q截止时，滤波电感电流经D，w续流，变压器副边绕组被短路，其两端电压为零，相应地，原边绕组电压也为零，这样变压器的励磁磁通丸保持不变。冈此，在一个开关周期内，变压器的励磁磁通是增大的，如果这样持续下去，励磁磁通将会一直增大，直到变压器饱和，这会导致功率器件过流损坏。图1.2(a)给出了变压器原边电压-。和励磁磁通≠。的波形。
　　为了防止变压器饱和，必须在每个开关周期结束之前使变压器的磁通减小到零，即使变压器磁复位。为此，需要加入一个磁复位电路，它在Q戳止时，让变压器原边绕组上得到一个负的电压，如图1.2(b)中的阴影部分所示。但此时变压器的副边电压也为负，使续流二极管DFW导通，从而造成变压器副边绕组短路。为了避免这个问题，可以在副边绕组中串人一只二极管D。，如图1.1(c)所示。如果磁复位电路由复位绕组N，和复位二极管D，构成，并且将图1.1(c)中的开关管Q与变压器原边绕组交换位置，即可得到*基本的单管正激变换器，如图1.1(d)所示。在实际应用时，一般让复位绕组和原边绕组的匝数相等，则开关管电压应力为2Vin，而开关管的*大占空比为0.5，以保证变压器可靠磁复位。
　　图1.1 单管正激变换器的推导
　　图1.2加入复位电路前后变压器原边电压和励磁磁通波形
　　2．双管正激变换器的推导
　　由于单管正激变换器的开关管的电压应力是输入电压的2倍，因此它比较适用于输入电压较低的变换场合，当输入电压较高时，可能难以获得电压定额合适的功率器件。比如，输入为单相220V+20%的交流电压．采用功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)变换器时，其整流滤波后的直流电压将达到380V，这样开关管的电压应力为760V，这时必须采用电压定额为1000V以上的功率管。这一功率等级的MOSFET的高频性能较差，导通电阻Rds(on)也较大。当然，开关管也可以选用IGBT，但IGBT存在电流拖尾，其开关频率不能太高，否则关断损耗较大，变换效率较低。
　　为了充分利用现有的功率器件，需要降低开关管的电压应力。前面已指出，当复位绕组与原边绕组的匝数相等时，开关管的电压应力为2Vin为了降低开关管的电压应力，将图1.1(d)所示的单管止激变换器的开关管Q用两只相同的开关管Q1和Q2代替，如图1.3(a)所示。将Q，和变压器的原边绕组交换位置，如图1.3(b)所示。为了确保Q，和Q2的电压应力均为Vin，分别在A点与电源负之间和B点与电源正之间引入二极管D。和D．，如图1.3(c)所示。当Q1和Q2同时关断时，变压器通过复位绕组N，复位，此时原边绕组上感应的电压为Vin，极性为上负下正。实际上，变压器也可以通过原边绕组、D1和D2进行磁复位。也就是说，变压器有两条磁复位通路，这样复位绕组N，和复位二极管D，可以省去。将图1.3(c)中的电路重新整理，可得图1.3(d)所示的电路，这就是我们熟知的双管正激变换器，其开关管电压应力为Vin，是单管正激变换器开关管的一半。电路中的Di和D：是复位二极管。如果变压器的原边绕组存在漏感，当两只开关管关断时，漏感的能量也将通过D1和D2回馈到输入电源中。
　　图1.3 双管正激变换器的摊导
　　1.2.2 推挽变换器
　　当复位绕组和原边绕组的匝数相等时，为了保证变压器可靠磁复位，单管正激变换器开关管的占空比必须小于0.5。为了获得所需要的输出电压，整流后的电压幅值必须大于2倍的输出电压，这样整流后的电压所含的高频交流分量较大，冈此所需滤波电感较大。为了减小整流后的电压幅值和滤波电感，可以采用两个单管正激变换器并联，共用续流二极管和输出滤波器，如图1.4(a)所示，这里要求这两个单管正激变换器交错工作，即开关管Qi和Q2的开关频率相同，其驱动信号相差半个开关周期，即Ts／2，如图1.5所示。
　　图1.4推挽变换器的推导
　　图1.5交错并联的两个正激变换器的主要波形
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